Um diodo semicondutor é uma estrutura P-N que, dentro
de seus limites de tensão e de corrente, permite a passagem
de corrente em um único sentido. Detalhes de funcionamento,
em geral desprezados para diodos de sinal, podem ser significativos
para componentes de maior potência, caracterizados por uma
maior área (para permitir maiores correntes) e maior comprimento
(a fim de suportar tensões mais elevadas). A figura 1.1
mostra, simplificadamente, a estrutura interna de um diodo.
Aplicando-se uma tensão entre as regiões P e N, a diferença de potencial aparecerá na região de transição, uma vez que a resistência desta parte do semicondutor é muito maior que a do restante do componente (devido à concentração de portadores).
Quando se polariza reversamente um diodo, ou seja, se aplica uma tensão negativa no anodo (região P) e positiva no catodo (região N), mais portadores positivos (lacunas) migram para o lado N, e vice-versa, de modo que a largura da região de transição aumenta, elevando a barreira de potencial.
Por difusão ou efeito térmico, uma certa quantidade de portadores minoritários penetra na região de transição. São, então, acelerados pelo campo elétrico, indo até a outra região neutra do dispositivo. Esta corrente reversa independe da tensão reversa aplicada, variando, basicamente, com a temperatura.
Se o campo elétrico na região de transição for muito intenso, os portadores em trânsito obterão grande velocidade e, ao se chocarem com átomos da estrutura, produzirão novos portadores, os quais, também acelerados, produzirão um efeito de avalanche. Dado o aumento na corrente, sem redução significativa na tensão na junção, produz-se um pico de potência que destrói o componente.
Uma polarização direta leva ao estreitamento da região de transição e à redução da barreira de potencial. Quando a tensão aplicada superar o valor natural da barreira, cerca de 0,7V para diodos de Si, os portadores negativos do lado N serão atraídos pelo potencial positivo do anodo e vice-versa, levando o componente à condução.
Na verdade, a estrutura interna de um diodo de potência é um pouco diferente desta apresentada. Existe uma região N intermediária, com baixa dopagem. O papel desta região é permitir ao componente suportar tensões mais elevadas, pois tornará menor o campo elétrico na região de transição (que será mais larga, para manter o equilíbrio de carga).
Esta região de pequena densidade de dopante dará ao diodo uma significativa característica resistiva quando em condução, a qual se torna mais significativa quanto maior for a tensão suportável pelo componente. As camadas que fazem os contatos externos são altamente dopadas, a fim de fazer com que se obtenha um contato com característica ôhmica e não semi-condutor (como se verá adiante nos diodos Schottky).
O contorno arredondado entre as regiões de anodo e catodo tem como função criar campos elétricos mais suaves (evitando o efeito de pontas).
No estado bloqueado, pode-se analisar a região de transição como um capacitor, cuja carga é aquela presente na própria região de transição.
Na condução não existe tal carga, no entanto, devido à alta dopagem da camada P+, por difusão, existe uma penetração de lacunas na região N-. Além disso, à medida que cresce a corrente, mais lacunas são injetadas na região N-, fazendo com que elétrons venham da região N+ para manter a neutralidade de carga. Desta forma, cria-se uma carga espacial no catodo, a qual terá que ser removida (ou se recombinar) para permitir a passagem para o estado bloqueado do diodo.
O comportamento dinâmico de um diodo de potência é, na verdade, muito diferente do de uma chave ideal, como se pode observar na figura 1.2. Suponha-se que se aplica uma tensão vi ao diodo, alimentando uma carga resistiva (cargas diferentes poderão alterar alguns aspectos da forma de onda).
Durante t1, remove-se a carga acumulada na região de transição. Como ainda não houve significativa injeção de portadores, a resistência da região N- é elevada, produzindo um pico de tensão. Indutâncias parasitas do componente e das conexões também colaboram com a sobre-tensão. Durante t2 tem-se a chegada dos portadores e a redução da tensão para cerca de 1V. Estes tempos são, tipicamente, da ordem de centenas de ns.
No desligamento, a carga espacial presente na região N- deve ser removida antes que se possa reiniciar a formação da barreira de potencial na junção. Enquanto houver portadores transitando, o diodo se mantém em condução. A redução em Von se deve à diminuição da queda ôhmica. Quando a corrente atinge seu pico negativo é que foi retirado o excesso de portadores, iniciando-se, então, o bloqueio do diodo. A taxa de variação da corrente, associada às indutâncias do circuito, provoca uma sobre-tensão negativa.
Diodos rápidos possuem trr da ordem de, no máximo, poucos micro-segundos, enquanto nos diodos normais é de dezenas ou centenas de micro-segundos.
O retorno da corrente a zero, após o bloqueio, devido
à sua elevada derivada e ao fato de, neste momento, o diodo
já estar desligado, é uma fonte importante de sobretensões
produzidas por indutâncias parasitas associadas aos componentes
por onde circula tal corrente. A fim de minimizar este fenômeno
foram desenvolvidos os diodos "soft-recovery", nos quais
esta variação de corrente é suavizada, reduzindo
os picos de tensão gerados.
Quando é feita uma junção entre um terminal metálico e um material semicondutor, o contato tem, tipicamente, um comportamento ôhmico, ou seja, a resistência do contato governa o fluxo da corrente. Quando este contato é feito entre um metal e uma região semicondutora com densidade de dopante relativamente baixa, o efeito dominante deixa de ser o resistivo, passando a haver também um efeito retificador.
Um diodo Schottky é formado colocando-se um filme metálico em contato direto com um semicondutor, como indicado na figura 1.3. O metal é usualmente depositado sobre um material tipo N, por causa da maior mobilidade dos portadores neste tipo de material. A parte metálica será o anodo e o semicondutor, o catodo.
Numa deposição de Al (3 elétrons na última camada), os elétrons do semicondutor tipo N migrarão para o metal, criando uma região de transição na junção.
Note-se que apenas elétrons (portadores majoritários em ambos materiais) estão em trânsito. O seu chaveamento é muito mais rápido do que o dos diodos biplares, uma vez que não existe carga espacial armazenada no material tipo N, sendo necessário apenas refazer a barreira de potencial (tipicamente de 0,3V). A região N tem uma dopagem relativamente alta, a fim de reduzir as perda de condução, com isso, a máxima tensão suportável por estes diodos é de cerca de 100V.
A aplicação deste tipo de diodos ocorre principalmente
em fontes de baixa tensão, nas quais as quedas sobre os
retificadores são significativas.
A figura 1.4 mostra a estrutura básica de um transistor
bipolar.
A operação normal de um transistor é feita com a junção J1 (B-E) diretamente polarizada, e com J2 (B-C) reversamente polarizada.
No caso NPN, os elétrons são atraídos do emissor pelo potencial positivo da base. Esta camada central é suficientemente fina para que a maior parte dos portadores tenha energia cinética suficiente para atravessá-la, chegando à região de transição de J2, sendo, então, atraídos pelo potencial positivo do coletor.
O controle de Vbe determina a corrente de base, Ib, que, por sua vez, se relaciona com Ic pelo ganho de corrente do dispositivo.
Na realidade, a estrutura interna dos TBPs é diferente. Para suportar tensões elevadas, existe uma camada intermediária do coletor, com baixa dopagem, a qual define a tensão de bloqueio do componente.
A figura 1.5. mostra uma estrutura típica de um transistor bipolar de potência. As bordas arredondadas da região de emissor permitem uma homogenização do campo elétrico, necessária à manutenção de ligeiras polarizações reversas entre base e emissor. O TBP não sustenta tensão no sentido oposto porque a alta dopagem do emissor provoca a ruptura de J1 em baixas tensões (5 a 20V).
O uso preferencial de TBP tipo NPN se deve às menores
perdas em relação aos PNP, o que ocorre por causa
da maior mobilidade dos elétrons em relação
às lacunas, reduzindo, principalmente, os tempos de comutação
do componente.
A tensão aplicada ao transistor encontra-se praticamente toda sobre a junção J2 a qual, tipicamente, está reversamente polarizada. Existem limites suportáveis por esta junção, os quais dependem principalmente da forma como o comando de base está operando, conforme se vê nas figuras 1.6 e 1.7.
Com o transistor conduzindo (Ib>0) e operando na região ativa, o limite de tensão Vce é Vces o qual, se atingido, leva o dispositivo a um fenômeno chamado de primeira ruptura.
O processo de primeira ruptura ocorre quando, ao se elevar a tensão Vce, provoca-se um fenômeno de avalanche em J2. Este acontecimento não danifica, necessariamente, o dispositivo. Se, no entanto, a corrente Ic se concentrar em pequenas áreas, o sobre-aquecimento produzirá ainda mais portadores e destruirá o componente (segunda ruptura).
Com o transistor desligado (Ib=0) a tensão que provoca
a ruptura da junção J2 é maior, elevando-se
ainda mais quando a corrente de base for negativa. Isto é
uma indicação interessante que, para transistores
submetidos a valores elevados de tensão, o estado desligado
deve ser acompanhado de uma polarização negativa
da base.
A AOS representa a região do plano Vce x Ic dentro da
qual o TBP pode operar sem se danificar. A figura 1.8 mostra uma
forma típica de AOS.
A: Máxima corrente contínua de coletor
B: Máxima potência dissipável (relacionada à temperatura na junção)
C: Limite de segunda ruptura
D: Máxima tensão Vce
À medida que a corrente se apresenta em pulsos (não-repetitivos) a área se expande.
Para pulsos repetitivos deve-se analisar o comportamento térmico
do componente para se saber se é possível utilizá-lo
numa dada aplicação, uma vez que a AOS, por ser
definida para um único pulso, é uma restrição
mais branda. Esta análise térmica é feita
com base no ciclo de trabalho a que o dispositivo está
sujeito, aos valores de tensão e corrente e à impedância
térmica do transistor, a qual é fornecida pelo fabricante.
Consideremos o circuito mostrado na figura 1.9, e as curvas estáticas do TBP alí indicadas.
Quando Ic cresce, Vce diminui, dada a maior queda de tensão sobre R. À medida que Vce se reduz, caminha-se no sentido da saturação.
Os TBP apresentam uma região chamada de quase-saturação gerada, principalmente, pela presença da camada N- do coletor.
À semelhança da carga espacial armazenada nos diodos, nos transistores bipolares também ocorre estocagem de carga. A figura 1.10 mostra a distribuição de carga estática no interior do transistor para as diferentes regiões de operação.
Na região ativa, J2 está reversamente polarizada
e ocorre uma acumulação de elétrons na região
da base. Quando se aproxima da saturação, J2 fica
diretamente polarizada, atraindo lacunas da base para o coletor.
Tais lacunas associam-se a elétrons vindos do emissor e
que estão migrando pelo componente, criando uma carga espacial
que penetra a região N-. Isto representa um "alargamento"
da região da base, implicando na redução
do ganho do transistor. Tal situação caracteriza
a chamada quase-saturação. Quando esta distribuição
de carga espacial ocupa toda a região N- chega-se, efetivamente,
à saturação.
É claro que no desligamento toda esta carga terá
que ser removida antes do efetivo bloqueio do TBP, o que sinaliza
a importância do ótimo circuito de acionamento de
base para que o TBP possa operar numa situação que
minimize a tempo de desligamento e a dissipação
de potência (associada ao valor de Vce).
O ganho de corrente dos TBP varia com diversos parâmetros (Vce, Ic, temperatura), sendo necessário, no projeto, definir adequadamente o ponto de operação.
Em baixas correntes, a recombinação dos portadores em trânsito leva a uma redução no ganho, enquanto para altas correntes tem-se o fenômeno da quase-saturação reduzindo o ganho, como explicado anteriormente.
Para uma tensão Vce elevada, a largura da região
de transição de J2 que penetra na camada de base
é maior, de modo a reduzir a espessura efetiva da base,
o que leva a um aumento do ganho.
As características de chaveamento são importantes
pois definem a velocidade de mudança de estado e ainda
determinam as perdas no dispositivo relativas às comutações,
que são dominantes nos conversores de alta freqüência.
Definem-se diversos intervalos considerando operação
com carga resistiva ou indutiva. O sinal de base, para o desligamento
é, geralmente, negativo, a fim de acelerar o bloqueio do
TBP.
a) Carga resistiva
A figura 1.12 mostra formas de onda típicas para este
tipo de carga. O índice "r' se refere a tempos de
subida (de 10% a 90% dos valores máximos), enquanto "f"
relaciona-se aos tempos de descida. O índice "s"
refere-se ao tempo de armazenamento e "d" ao tempo
de atraso.
td: tempo de atraso
Corresponde a tempo de descarregamento da capacitância
da junção b-e. Pode ser reduzido pelo uso de uma
maior corrente de base com elevado dib/dt.
tri: tempo de crescimento da corrente de coletor
Este intervalo se relaciona com a velocidade de aumento da carga
estocada e depende da corrente de base.
Como a carga é resistiva, uma variação de
Ic provoca uma mudança em Vce.
ts: tempo de armazenamento
Intervalo necessário para retirar (Ib<0) e/ou neutralizar
os portadores estocados no coletor e na base
tfi: tempo de queda da corrente de coletor
Corresponde ao processo de bloqueio do TBP, com a travessia da
região ativa, da saturação para o corte.
A redução de Ic depende de fatores internos ao componente,
como o tempo de recombinação, e de fatores externos,
como o valor de Ib (negativo).
Para obter um desligamento rápido deve-se evitar operar
com o componente além da quase-saturação,
de modo a tornar breve o tempo de armazenamento.
b) Carga indutiva
Seja Io>0 e constante durante a comutação. A
figura 1.13 mostra formas de onda típicas com este tipo
de carga.
b.1) Entrada em condução
Com o TBP cortado, Io circula pelo diodo (=> Vce=Vcc). Após
td, Ic começa a crescer, reduzindo Id (pois Io é
constante). Quando Ic=Io, o diodo desliga e Vce começa
a diminuir. Além disso, pelo transistor circula a corrente
reversa do diodo.
b.2) Bloqueio
Com a inversão da tensão Vbe (e de Ib), inicia-se o processo de desligamento do TBP. Após tsv começa a crescer Vce. Para que o diodo conduza é preciso que Vce>Vcc. Enquanto isto não ocorre, Ic=Io. Com a entrada em condução do diodo, Ic diminui, à medida que Id cresce (tfi).
Além destes tempos definem-se outros para carga indutiva:
tti: (tail time): Queda de Ic de 10% a 2%
tc ou txo: intervalo entre 10% de Vce e 10% de Ic
O papel dos circuitos amaciadores é garantir a operação
do TBP dentro da AOS, especialmente durante o chaveamento de cargas
indutivas.
a) Desligamento - Objetivo: atrasar o crescimento de Vce (figura 1.14)
Quando Vce começa a crescer, o capacitor Cs começa a se carregar (via Ds), desviando parcialmente a corrente, reduzindo Ic. Df só conduzirá quando Vce>Vcc.
Quando o transistor ligar o capacitor se descarregará por ele, com a corrente limitada por Rs. A energia acumulada em Cs será, então, dissipada sobre Rs.
Sejam as formas de onda mostradas na figura 1.15. Considerando
que Ic caia linearmente e que IL é constante, a corrente
por Cs cresce linearmente. Fazendo-se com que Cs complete sua
carga quando Ic=0, o pico de potência se reduzirá
a menos de 1/4 do seu valor sem circuito amaciador (supondo trv=0)
O valor de Rs deve ser tal que permita toda a descarga de Cs
durante o mínimo tempo ligado do TBP e, por outro lado,
limite o pico de corrente em um valor inferior à máxima
corrente de pico repetitiva do componente. Deve-se usar o maior
Rs possível.
b) Entrada em condução: Objetivo: reduzir Vce e atrasar o aumento de Ic (figura 1.16)
No circuito sem amaciador, após o disparo do TBP, Ic cresce, mas Vce só se reduz quando Df deixar de conduzir. A colocação de Ls provoca uma redução de Vce, além de reduzir a taxa de crescimento de Ic.
Normalmente não se utiliza este tipo de circuito, considerando
que os tempos associados à entrada em condução
são bem menores do que aqueles de desligamento. A própria
indutância parasita do circuito realiza, parcialmente, o
papel de retardar o crescimento da corrente e diminuir a tensão
Vce. Inevitavelmente, tal indutância irá produzir
alguma sobretensão no momento do desligamento, além
de ressoar com as capacitâncias do circuito.
Como o ganho dos TBP é relativamente baixo, usulmente são utilizadas conexões Darlington (figura 1.17), que apresentam como principais características:
- ganho de corrente b= b1(b2+1)+b2
- T2 não satura, pois sua junção B-C está sempre reversamente polarizada
- tanto o disparo quanto o desligamento são sequenciais.
No disparo, T1 liga primeiro, fornecendo corrente de base para
T2. No desligamento, T1 deve comutar antes, interrompendo a corrente
de base de T2.
Os tempos totais dependem, assim, de ambos transistores, elevando, em princípio, as perdas de chaveamento.
Considerando o caso de uma topologia em ponte (ou meia ponte), como mostrado na figura 1.18, quando o conjunto superior conduz, o inferior deve estar desligado. Deve-se lembrar aqui que existem capacitâncias associadas às junções dos transistores.
Quando o potencial do ponto A se eleva (pela condução de T2) a junção B-C terá aumentada sua largura, produzindo uma corrente a qual, se a base de T3 estiver aberta, circulará pelo emissor, transformando-se em corrente de base de T4, o qual poderá conduzir, provocando um curto-circuito (momentâneo) na fonte.
A solução adotada é criar caminhos alternativos para esta corrente, por meio de resistores, de modo que T4 não conduza.
Além destes resistores, é usual a inclusão
de um diodo reverso, de emissor para coletor, para facilitar o
escoamento das cargas no processo de desligamento. Além
disso, tal diodo tem fundamental imporância no acionamento
de cargas indutivas, uma vez que faz a função do
diodo de circulação.
Usualmente associam-se aos transistores em conexão Darlington,
outros componentes, cujo papel é garantir seu bom desempenho
em condições adversas, como se vê na figura
1.18.
Um ponto básico é utilizar uma corrente de base
adequada:
As transições devem ser rápidas, para reduzir os tempo de atraso. Um valor elevado Ib1 permite uma redução de tri. Quando em condução, Ib2 deve ter tal valor que faça o TBP operar na região de quase-saturação. No desligamento, deve-se prover uma corrente negativa, acelerando assim a retirada dos portadores armazenados.
Para o acionamento de um transistor único, pode-se utilizar um arranjo de diodos para evitar a saturação, como mostrado na figura 1.21.
Neste arranjo, a tensão mínima na junção
B-C é zero. Excesso na corrente Ib é desviado por
D1. D3 permite a circulação de corrente negativa
na base.
O terminal de gate é isolado do semicondutor por SiO2. A junção PN- define um diodo entre Source e Drain, o qual conduz quando Vds<0. A operação como transistor ocorre quando Vds>0. A figura 1.22 mostra a estrutura básica do transistor.
Quando uma tensão Vgs>0 é aplicada, o potencial
positivo no gate repele as lacunas na região P, deixando
uma carga negativa, mas sem portadores livres. Quando esta tensão
atinge um certo limiar (Vth), elétrons livres (gerados
principalmente por efeito térmico) presentes na região
P são atraídos e formam um canal N dentro da região
P, pelo qual torna-se possível a passagem de corrente entre
D e S. Elevando Vgs, mais portadores são atraídos,
ampliando o canal, reduzindo sua resistência (Rds), permitindo
o aumento de Id. Este comportamento caracteriza a chamada "região
resistiva".
A passagem de Id pelo canal produz uma queda de tensão que leva ao seu afunilamento, ou seja, o canal é mais largo na fronteira com a região N+ do que quando se liga à região N-. Um aumento de Id leva a uma maior queda de tensão no canal e a um maior afunilamento, o que conduziria ao seu colapso e à extinÁão da corrente! Obviamente o fenômeno tende a um ponto de equilíbrio, no qual a corrente Id se mantém constante para qualquer Vds, caracterizando a região ativa do MOSFET. A figura 1.23 mostra a característica estática do MOSFET,
Uma pequena corrente de gate é necessária apenas para carregar e descarregar as capacitâncias de entrada do transistor. A resistência de entrada é da ordem de 1012 ohms.
Estes transistores, em geral, são de canal N por apresentarem menores perdas e maior velocidade de comutação, devido à maior mobilidade dos elétrons em relação às lacunas.
A máxima tensão Vds é determinada pela ruptura do diodo reverso. Os MOSFETs não apresentam segunda ruptura uma vez que a resistência do canal aumenta com o crescimento de Id. Este fato facilita a associação em paralelo destes componentes.
A tensão Vgs é limitada a algumas dezenas de volts,
por causa da capacidade de isolação da camada de
SiO2.
A figura 1.24 mostra a AOS dos MOSFET. Para tensões elevadas
ela é mais ampla que para um TBP equivalente, uma vez que
não existe o fenômeno de segunda ruptura. Para baixas
tensões, entretanto, tem-se a limitação da
resistência de condução.
A: Máxima corrente de dreno contínua
B: Limite da região de resistência constante
C: Máxima potência (relacionada à máxima temperatura de junção)
D: Máxima tensão Vds
a) Entrada em condução (figura 1.25)
Ao ser aplicada a tensão de acionamento (Vgg), a capacitância de entrada começa a se carregar, com a corrente limitada por Rg. Quando se atinge a tensão limiar de condução (Vth), após td, começa a crescer a corrente de dreno. Enquanto Id<Io, Df se mantém em condução e Vds=Vdd. Quando Id=Io, Df desliga e Vds cai. Durante a redução de Vds ocorre um aparente aumento da capacitância de entrada (Ciss) do transistor (efeito Miller), fazendo com que a variação de Vgs se torne muito mais lenta (em virtude do "aumento" da capacitância). Isto se mantém até que Vds caia, quando, então, a tensão Vgs volta a aumentar, até atingir Vgg.
Na verdade, o que ocorre é que, enquanto Vds se mantém
elevado, a capacitância que drena corrente do circuito de
acionamento é apenas Cgs. Quando Vds diminui, a capacitância
dentre dreno e source se descarrega, o mesmo ocorrendo com a capacitância
entre gate e dreno. A descarga desta última capacitância
se dá desviando a corrente do circuito de acionamento,
reduzindo a velocidade do processo de carga de Cgs, o que ocorre
até que Cgd esteja descarregado.
Os manuais fornecem informações sobre as capacitâncias
operacionais do transistor (Ciss, Coss e Crss), mostradas na figura
1.26, as quais se relacionam com as capacitâncias do componente
por:
Ciss = Cgs + Cgd , com Cds curto-circuitada
Crs = Cgd
Coss ~ Cds + Cgd
b) Desligamento
O processo de desligamento é semelhante ao apresentado, mas na ordem inversa. O uso de uma tensão Vgg negativa apressa o desligamento, pois acelera a descarga da capacitância de entrada.
Como os MOSFETs não apresentam cargas estocadas, não
existe o tempo de armazenamento, por isso são muito mais
rápidos que os TBP.
O IGBT alia a facilidade de acionamento dos MOSFET com as pequenas
perdas em condução dos TBP. Sua velocidade de chaveamento
é semelhante à dos transistores bipolares.
A estrutura do IGBT é similar à do MOSFET, mas com a inclusão de uma camada P+ que forma o coletor do IGBT, como se vê na figura 1.27.
Em termos simplificados pode-se analisar o IGBT como um MOSFET no qual a região N- tem sua condutividade modulada pela injeção de portadores minoritários (lacunas), a partir da região P+, uma vez que J1 está diretamente polarizada. Esta maior condutividade produz uma menor queda de tensão em comparação a um MOSFET similar.
O controle de componente é análogo ao do MOSFET, ou seja, pela aplicação de uma polarização entre gate e emissor. Também para o IGBT o acionamento é feito por tensão.
A máxima tensão suportável é determinada pela junção J2 (polarização direta) e por J1 (polarização reversa). Como J1 divide 2 regiões muito dopadas, conclui-se que um IGBT não suporta tensões elevadas quando polarizado reversamente.
Os IGBTs apresentam um tiristor parasita. A construção
do dispositivo deve ser tal que evite o acionamento deste tiristor,
especialmente devido às capacitâncias associadas
à região P, a qual relaciona-se à região
do gate do tiristor parasita. Os modernos componentes não
apresentam problemas relativos a este elemento indesejado.
A entrada em condução é similar ao MOSFET, sendo um pouco mais lenta a queda da tensão Vce, uma vez que isto depende da chegada dos portadores vindos da região P+.
Para o desligamento, no entanto, tais portadores devem ser retirados.
Nos TBPs isto se dá pela drenagem dos portadores via base,
o que não é possível nos IGBTs, devido ao
acionamento isolado. A solução encontrada foi a
inclusão de uma camada N+, na qual a taxa de recombinação
é bastante mais elevada do que na região N-. Desta
forma, as lacunas presentes em N+ recombinam-se com muita rapidez,
fazendo com que, por difusão, as lacunas existentes na
região N- refluam, apressando a extinção
da carga acumulada na região N-, possibllitando o restabelecimento
da barreira de potencial e o bloqueio do componente.
Um primeiro critério é o dos limites de tensão e de corrente. Os MOSFET possuem uma faixa mais reduzida de valores, ficando, tipicamente entre: 100V/200A e 1000V/20A.
Já os TBP e IGBT atingem potências mais elevadas, indo até 1200V/500A.
Como o acionamento do IGBT é muito mais fácil do que o do TBP, seu uso tem sido crescente, em detrimento dos TBP.
Outro importante critério para a seleção refere-se às perdas de potência no componente. Assim, aplicações em alta freqüência (acima de 50kHz) devem ser utilizados MOSFETs. Em freqüências mais baixas, qualquer dos 3 componentes podem responder satisfatoriamente.
No entanto, as perdas em condução dos TBPs e dos IGBTs são sensivelmente menores que as dos MOSFET.
Como regra básica: em alta freqüência: MOSFET
em baixa freqüência: IGBT